Драйвер нижнего плеча что это

Использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней IR2110 — объяснение и примеры схем

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на <вставить название>, само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
— берём двигатель
— берём компоненты
— подсоединяем компоненты и двигатель
— …
— PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 — Распиновка IR2110

Рисунок 3 — Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.

Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

+MOSV может быть максимум 500В.

+VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК. Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения): http://tahmidmc.blogspot.com/2012/10/magic-of-knowledge.html

Я видел как на многих форумах, люди бьются с проектированием схем на IR2110. У меня тоже было много трудностей прежде чем я cмог уверенно и последовательно строить успешные схемы драйвера на IR2110. Я попытался объяснить применение и использование IR2110 довольно тщательно, попутно всё объясняя и используя большое количество примеров, и я надеюсь, что это поможет вам в ваших начинаниях с IR2110.

Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR

От надежной работы выходных каскадов силовых электронных устройств зависит, в конечном итоге, работа всей производственной линии, где эти устройства применяются. Для надежного и качественного переключения управляющих силовых ключей — высоковольтных MOSFET- и IGBT-транзисторов — необходимо обеспечить выполнение ряда условий:

1) напряжение на затворе должно быть выше напряжения истока транзистора на 5…10 В для MOSFET и 10…15 В для IGBT. Задача усложняется тем, что в высоковольтной системе напряжение истока (т.е. в основной шине устройства) может достигать нескольких сот или тысяч вольт;

2) транзистор в составе системы должен иметь возможность прямого управления от логической низковольтной части системы, обычно измеряемого относительно общей шины. Таким образом, напряжение низковольтной части должно иметь смещение относительно источника питания высоковольтной части системы, которое, в свою очередь, часто является двуполярным;

3) мощность, потребляемая схемой управления затвором, не должна существенно влиять на общую производительность системы коммутации.

Основной задачей драйвера для обеспечения указанных выше требований является преобразование уровней напряжения и согласование низковольтной части системы управления, имеющей, как правило, однополярное питание, и высоковольтной части, к которой часто приложено двуполярное напряжение с высоким потенциалом.

Второй задачей, решаемой с помощью специализированных драйверов, является обеспечение высоких значений токов затвора, переключающих силовые транзисторы. Дело в том, что высоковольтные силовые ключи, как правило, имеют значительные паразитные емкости, способные накапливать большие заряды в области затвора. Для полноценного переключения таких транзисторов этот заряд необходимо рассосать или накачать, что и обеспечивается с помощью больших выходных токов драйвера.

Кроме того, драйверы силовых ключей, в отличие от простых преобразователей уровня, снабжены множественными механизмами защиты как самого драйвера, так и управляемых ключей, что позволяет выполнять формирование выходных управляющих сигналов согласно определенным алгоритмам, чтобы предотвратить выход системы из строя в аварийной ситуации.

Интегральные драйверы, производимые компанией International Rectifier, предоставляют широкий набор функций, необходимых для управления силовыми MOSFET- или IGBT-ключами.

Типы драйверов компании IR

В зависимости от функциональной насыщенности и выполняемых функций, изделия компании International Rectifier можно разделить на несколько типов:

• драйверы нижнего и драйверы верхнего ключа;
• драйверы, совмещающие управление верхним и нижним ключом;
• полумостовые драйверы;
• трехфазные драйверы.

Познакомимся подробнее с типами драйверов и особенностями их применения.

В зависимости от базового включения силового транзистора в систему, он является верхним или нижним ключом. На рисунке 1 представлена схема, в которой силовой транзистор является верхним ключом. Если нагрузка включена между плюсом силовой шины и стоком силового транзистора, подключенного истоком к общей шине, то в такой схеме транзистор будет являться силовым нижним ключом.

Рис. 1. Пример схемы включения силового транзистора в качестве верхнего ключа

Компания International Rectifier выпускает такие драйверы в одноканальном и двуканальном исполнении, с различными значениями выходных токов (до 4 А) и вариантами конфигураций инвертированных входов. Перечень доступных микросхем представлен в таблице 1.

Таблица 1. Микросхемы драйверов верхнего/нижнего ключей

Наименование	Кол-во каналов	Напря-жение на шине, В	Io+, мA	Io-, мA	Ton ном., нс	Toff ном., нс	Инверти-рованные входы	Корпус
Драйверы нижнего ключа
IR2121	1	5	1600	3200	150	200	—	8-Lead SOIC
IRS44273	1	25	1500	1500	50	50	—	5-Lead SOT23
IR25600	2	25	2300	3300	85	65	IN1 / IN2	8-Lead SOIC
IRS4426	2	25	2300	3300	50	50	IN1 / IN2	8-Lead SOIC
IRS4427	2	25	2300	3300	50	50	—	8-Lead SOIC
IRS44262	2	25	2300	3300	50	50	IN1 / IN2	8-Lead SOIC
IRS4428	2	25	2300	3300	50	50	IN1	8-Lead SOIC
Драйверы верхнего ключа
IRS2609D	1	600	200	350	750	250	—	8-Lead SOIC
IRS2128	1	600	290	600	150	150	IN	8-Lead SOIC
IRS21281	1	600	290	600	150	150	IN	8-Lead SOIC
IR2125	1	500	1000	2000	170	200	—	8 or 16 Lead SOIC
IRS2127	1	600	290	600	150	150	—	8-Lead SOIC
IRS21271	1	600	290	600	150	150	—	8-Lead SOIC
IRS2118	1	600	290	600	125	105	IN	8-Lead SOIC
IRS2117	1	600	290	600	125	105	—	8-Lead SOIC
IRS21850	1	600	4000	4000	160	160	—	8-Lead SOIC
IRS21858	1	600	290	600	160	160	—	16 Lead SOIC
IRS21962	2	600	500	500	90	90	—	16 Lead SOIC
IRS21853	2	600	2000	2000	170	170	—	16 Lead SOIC

Следует отметить, что любой драйвер верхнего ключа может быть использован в качестве драйвера нижнего ключа, если применение доступных драйверов нижнего ключа не может обеспечить требуемых рабочих характеристик системы.

Драйверы полумостов

Большинство микросхем из номенклатуры драйверов компании International Rectifier содержат в одном корпусе два выходных канала для управления верхним и нижним ключом. Эти драйверы управляют входными каналами независимо, что может быть использовано для одновременного открытия обоих ключей, или зависимо — это подразумевает невозможность одновременного открытия ключей (даже на короткий период за счет встраиваемой паузы между переключением ключей — так называемый Dead-Time (DT)), что обеспечивает принципиальное отсутствие сквозного тока через ключи. Во втором случае драйверы носят название полумостового драйвера (Half-Bridge driver).

Механизм встроенного временного промежутка Dead-Time обеспечивает гарантированное закрытие одного силового ключа до момента начала открытия ключа в противоположном плече. Гарантией надежного закрытия противоположного транзистора является встроенная схема, контролирующая состояние ключей, и наличие схемы задержки, формирующей промежуток времени, в течение которого закрыты оба транзистора в плечах полумоста.

Большинство драйверов обоих типов имеет структуру, представленную на рисунке 2 на примере структурной схемы драйвера IRS2110.

Рис. 2. Внутренняя структурная схема драйвера IRS2110

Как видно из рисунка 2, сигналы управления верхним и нижним ключами поступают через соответствующие входы Hin и Lin на триггеры Шмитта, затем через элемент «3ИЛИ-НЕ» — на преобразователи уровня и формирователи ШИМ. Благодаря наличию элементов логического «ИЛИ» существует возможность заблокировать работу драйвера с помощью входного сигнала (Shut-Down), а имеющиеся на входе элементов RS-триггеры исключают неопределенное состояние входов после подачи напряжения питания на устройство.

Входные сигналы совместимы по уровням с сигналами микросхем, выполненных по стандартам технологии ТТЛ/КМОП. Некоторые драйверы интерпретируют как логическую единицу входной сигнал, уровень которого составляет не менее 10% от напряжения питания драйвера (например, IRS211x). Другие драйверы (например, серий IRS210x, IRS212x и IRS213x) имеют фиксированный диапазон напряжений, соответствующий переходному состоянию между логическими уровнями. Для указанных типов драйверов он соответствует интервалу 1,5…2 В.

Микросхемы обеспечивают одинаковую временную задержку прохождения сигнала для обоих каналов и имеют дополнительный функционал — возможность перехода в неактивное состояние (при наличии входа SD), разделение силовой и сигнальной «земель», ограничение максимального рабочего тока транзисторов и т.п. Типовые схемы включения драйверов представлены на рисунке 3.

Рис. 3. Типовые схемы включения полумостовых драйверов: без Dead-Time (а) и с Dead-Time (б)

Номенклатура полумостовых драйверов в портфеле IR очень широка. В следующих сводных таблицах 2 и 3 приводится информация о микросхемах, представляющих наибольший интерес для пользователя.

Таблица 2. Полумостовые драйверы без встроенной функции Dead-Time

Наименование	Напря-жение на шине, В	Ток Io+, мA	Ток Io-, мA	Время вклю-чения Ton ном., нс	Время выклю-чения Toff ном., нс	Инверти-рованные входы	Разделены сигнальная и силовая «земли»	Вход отклю-чения (SD)	Корпус
IRS2001M	200	130	270	160	150	—	PQFN 4 x 4
IRS2001	200	290	600	160	150	—	8-Lead SOIC
IRS2011	200	1000	1000	60	60	—	8-Lead SOIC
IRS2110	500	2500	2500	130	120	—	Да	Да	16-Lead SOIC
IR25604	600	200	350	220	200	LIN / HIN	8-Lead SOIC
IRS2301	600	200	350	220	200	—	8-Lead SOIC
IRS2302	600	200	350	220	200	—	8-Lead SOIC
IRS26072D	600	200	350	200	200	—	8-Lead SOIC
IRS2607D	600	200	350	515	500	—	8-Lead SOIC
IRS2101	600	290	600	160	150	—	8-Lead SOIC
IRS2106	600	290	600	220	200	—	8-Lead SOIC
IRS21064	600	290	600	220	200	—	14-Lead SOIC
IRS2112	600	290	600	135	130	—	Да	Да	16-Lead SOIC
IRS21856	600	500	500	150	160	LIN/HIN	14-Lead SOIC
IRS2181	600	1900	2300	180	220	—	8-Lead SOIC
IRS21814	600	1900	2300	180	220	—	Да	Да	14-Lead SOIC
IRS21814M	600	1900	2300	180	220	—	Да	Да	PQFN 4 x 4
IR25607	600	2500	2500	120	94	LIN/HIN	16-Lead SOIC
IRS2113	600	2500	2500	130	120	—	Да	Да	16-Lead SOIC
IRS2113M	600	2500	2500	130	120	—	Да	Да	PQFN 4 x 4
IRS2186	600	4000	4000	170	170	—	8-Lead SOIC
IRS21864	600	4000	4000	170	170	—	Да	Да	14-Lead SOIC
IRS21867	600	4000	4000	170	170	—	8-Lead SOIC
IR2213	1200	2000	2500	280	225	—	Да	Да	16-Lead SOIC

Таблица 3. Полноценные полумостовые драйверы (с Dead-Time)

Наименование	Напря-жение на шине, В	Ток Io+, мA	Ток Io-, мA	Время задержки переклю-чения плечей полумоста ном., нс	Время вклю-чения Ton ном., нс	Время выклю-чения Toff ном., нс	Инверти-рованные входы	Разделены сигнальная и силовая «земли»	Корпус
IRS2003	200	290	600	520	680	150	LIN	8-Lead SOIC
IRS2004	200	290	600	520	680	150	—	8-Lead SOIC
IR25601	600	120	260	100	220	220	LIN/HIN	8-Lead SOIC
IR25606	600	200	350	540	220	200	LIN/HIN	8-Lead SOIC
IRS2509S	600	200	350	530	750	250	IN	8-Lead SOIC
IRS2608D	600	200	350	530	250	250	LIN	8-Lead SOIC
IR25602	600	210	360	520	680	150	LIN	8-Lead SOIC
IRS2103	600	290	600	520	680	150	LIN	8-Lead SOIC
IRS2104	600	290	600	520	680	150	—	8-Lead SOIC
IRS2108	600	290	600	540	220	200	HIN	8-Lead SOIC
IRS21084	600	290	600	540…5000	220	200	HIN	Да	14-Lead SOIC
IRS2109	600	290	600	540	750	200	—	8-Lead SOIC
IRS21091	600	290	600	540…5000	750	200	—	8-Lead SOIC
IRS21094	600	290	600	540…5000	750	200	—	Да	14-Lead SOIC
IRS2111	600	290	600	650	750	150	—	8-Lead SOIC
IRS2304	600	290	600	100	150	150	—	8-Lead SOIC
IRS2308	600	290	600	540	220	200	—	8-Lead SOIC
IRS2183	600	1900	2300	400	180	220	LIN	8-Lead SOIC
IRS21834	600	1900	2300	400…5000	180	220	LIN	Да	14-Lead SOIC
IRS2184	600	1900	2300	400	680	270	—	8-Lead SOIC
IRS21844	600	1900	2300	400…5000	680	270	—	Да	14-Lead SOIC
IRS21844M	600	1900	2300	400…5000	680	270	—	Да	PQFN 4 x 4
IR2114	600	2000	3000	330	440	440	—	Да	24 Lead SSOP
IR21141	600	2000	3000	330	440	440	—	Да	24 Lead SSOP
IR2214	1200	2000	3000	330	440	440	—	Да	24 Lead SSOP
IR22141	1200	2000	3000	330	440	440	—	Да	24 Lead SSOP

Трехфазные драйверы

Для управления электродвигателями часто применяются трехфазные системы электропривода. Естественно, такую систему управления силовыми транзисторами можно реализовать с помощью трех полумостовых драйверов. Но, при всей своей очевидности, данное решение получается довольно габаритным, различие значений некоторых параметров драйверов разных фаз может приводить к «перекосам» системы, снижению эффективности управления и понижению общего КПД системы.

Поэтому компания IR предлагает готовые решения данной задачи, реализованные в виде трехфазных драйверов. Наиболее интересным примером такого драйвера является микросхема IRS26302D, представленная на рисунке 4. Драйвер имеет семь выходных каналов, управляемых независимыми входами. Шесть каналов используются для построения самого трехфазного моста, а седьмой канал может применяться для реализации корректора коэффициента мощности (ККМ) или системы защиты и рекуперации.

Рис. 4. Типовая схема включения семиканального трехфазного драйвера

Если с функционалом ККМ вопросов у читателя, вероятно, не возникнет, то описание работы системы защиты может быть полезным. Итак, при управлении мощным мотором с высокой механической инерционностью, при снятии управляющих воздействий с драйвера (для остановки мотора) мотор может продолжить свое вращение по инерции, выполняя тем самым роль генератора электроэнергии — потенциал силовой шины системы начнет повышаться. Если мотор достаточно мощный, то напряжение может вырасти настолько, что превысит все допустимые уровни рабочих напряжений как драйвера, так и транзисторов моста, что приведет к их пробою и выходу из строя. Для предотвращения такой ситуации может использоваться дополнительный седьмой канал драйвера. Микросхема постоянно отслеживает значение тока на силовой шине с помощью токоизмерительного резистора, и в момент, когда будет детектирован большой обратный ток в шине (ситуация генерации электроэнергии мотором), транзистор, управляемый седьмым каналом, откроется и начнет «сливать» избыточную мощность на защитном диоде (или резисторной сборке). Если же вместо пассивного сжигания энергии в резисторном модуле в виде тепла использовать рекуператор, включенный в цепь вместо этих резисторов, то можно запасать избыточную энергию в аккумуляторных батареях для ее последующего использования (например, при работе двигателя на повышенной нагрузке).

Естественно, одной этой микросхемой семейство трехфазных драйверов, производимых компанией IR, не исчерпывается. Более полный перечень микросхем с указанием их ключевых параметров приводится в таблице 4.

Таблица 4. Трехфазные драйверы и их ключевые параметры

Наименование	Число каналов	Напря-жение на шине, В	Ток Io+, мA	Ток Io-, мA	Время задержки пере-ключения плечей полумоста ном., нс	Время вклю-чения Ton ном., нс	Время выклю-чения Toff ном., нс	Инверти-рованные входы	Корпус
IR3230S	6	65	350	350	—	250	250	LIN/HIN	28 Lead SOIC
IRS2334M	6	600	120	250	290	530	530	LIN/HIN	28-Lead MLPQ
IRS2334S	6	600	120	250	290	530	530	LIN/HIN	20-Lead SOIC
IRS23365D	6	600	180	380	275	530	530	LIN/HIN	48 Lead MLPQ
IR21363	6	600	200	350	290	425	400	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR21364	6	600	200	350	290	500	530	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR21365	6	600	200	350	290	425	400	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR21368	6	600	200	350	290	425	400	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS2336	6	600	200	350	275	530	530	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS23364D	6	600	200	350	270	530	530	—	28 or 44 Lead
IRS2336D	6	600	200	350	270	530	530	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS26310DJ	6	600	200	350	290	530	530	—	44 Lead PLCC
IR2130	6	600	250	500	2500	675	425	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2131	6	600	250	500	700	1300	600	—	28 or 44 Lead
IR2132	6	600	250	500	800	675	425	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2133	6	600	250	500	250	750	700	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2135	6	600	250	500	250	750	700	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2136	6	600	250	500	290	425	400	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS2330	6	600	250	500	2000	500	500	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS2330D	6	600	250	500	2000	500	500	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS2332	6	600	250	500	700	500	500	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IRS2332D	6	600	250	500	700	500	500	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2233	6	1200	250	500	250	750	700	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2235	6	1200	250	500	250	750	700	LIN/HIN	28 or 44 Lead
IR2238Q	6	1200	350	540	1000	550	550	HIN	64 Lead MQFP
IRS26302DJ	7	600	200	350	290	530	530	LIN/HIN	44 Lead PLCC

Драйверы измерения тока

При использовании вышеуказанных интегральных драйверов остается открытым вопрос о контроле тока, потребляемого нагрузкой. Если интегральная микросхема драйвера имеет функцию контроля тока, то, как правило, она просто сообщает о возникновении неисправности, используя дополнительный выход сигнализации об ошибке, никак не расшифровывая причину ее возникновения. Одной из причин аварийной ситуации может быть перегрузка по току выходного каскада.

Для контроля тока, потребляемого нагрузкой, компания International Rectifier выпускает интегральные микросхемы, позволяющие реализовать данную функцию. На рисунке 5 приведены схемы контроля тока, потребляемого нагрузкой, на микросхеме, совмещенной с драйвером (а), и специализированной микросхеме измерения тока (б).

Рис. 5. Примеры включения драйверов, контролирующих ток в нагрузке

Микросхемы IR22771 широко применяются при управлении двигателями и включаются индивидуально в каждую фазу. Микросхема не является драйвером в классическом смысле, т.к. не управляет выходными транзисторами, а только обеспечивает измерение тока и вырабатывает управляющие воздействия для центрального управляющего узла (чаще всего — DSP-контроллера).

Расчет параметров цепи вольтодобавки (bootstrap)

Для стабильной работы любой коммутационной схемы важен правильный выбор необходимых элементов обвязки. Для драйверов верхнего плеча и любого типа драйверов полумостов одной из важнейших внешних цепей является цепь вольтодобавки, элементами которой являются диод и конденсатор. Эти два элемента обеспечивают разность напряжения «затвор-исток», необходимую для гарантированного открывания внешнего выходного транзистора. Расположенные локально развязывающие конденсаторы на силовых и слаботочных шинах питания позволяют в значительной степени уменьшить уровень излучаемых помех, компенсируя индуктивность проводников.

Выбор номинального рабочего напряжения конденсатора вольтодобавки C_boot должен основываться на максимальном значении напряжения питания микросхемы V_cc. Емкость конденсатора выбирается, исходя из следующих параметров:

• требуемое напряжение для управления транзистором;
• максимальный сквозной ток I_QBS для схем управления верхним ключом;
• токи цепей смещения в пределах драйвера;
• ток утечки «затвор-исток» I_QBS транзистора;
• ток утечки самого конденсатора вольтодобавки.

Последнее условие актуально только для электролитических конденсаторов. При использовании конденсаторов других типов им можно пренебречь. Поэтому неэлектролитические конденсаторы более предпочтительны для применения в цепи вольтодобавки.

Минимальная емкость компенсационного конденсатора может быть вычислена по следующей формуле:

[1]

Qg — заряд затвора МДП-транзистора верхнего ключа,

f — частота переключения ключа,

ICbs — ток утечки компенсирующего конденсатора,

Iqbs max — максимальный сквозной ток затвор-исток МДП-транзистора верхнего ключа,

Vcc — напряжение слаботочной, «цифровой» части схемы,

Vf — прямое падение напряжения на компенсационном диоде,

Vls — падение напряжения на нижнем ключе или на нагрузке,

Vmin — минимальное напряжение между шинами VB и VS (рисунок 2),

Qls — заряд, необходимый для создания смещения в каждом цикле переключения (обычно 5 нКл для драйверов, предназначенных для управления MOSFET с максимальным рабочим напряжением 500 В/600 В, и 20 нКл для драйверов, предназначенных для управления MOSFET на напряжение 1200 В).

Диод вольтодобавки должен выдерживать максимальное напряжение, существующее на силовой шине. Например, такая ситуация возникает, когда верхний ключ открыт, и к диоду оказывается приложено все напряжение шины. Значение прямого тока через диод зависит от частоты переключения силового ключа, то есть, от частоты заряда затворной емкости. Например, для транзистора IRF450, работающего на частоте 100 кГц, ток через диод составит примерно 12 мА.

Ток утечки при повышенной температуре для этого диода является важным критерием в приложениях, где конденсатор должен поддерживать заряд в течение длительного времени. Поэтому необходимо, чтобы этот диод быстро восстанавливался с целью уменьшения заряда, попадающего обратно в цепь питания с конденсатора вольтодобавки.

Борьба с отрицательными выбросами в цепи Vs

При работе с мощной индуктивной нагрузкой (мощные электродвигатели), а также при недостаточно грамотной трассировке выходного каскада мощных систем, на выходе системы можно столкнуться с высокоамплитудными выбросами обратной полярности. Описанная ситуация продемонстрирована на рисунке 6.

Рис. 6. Появление на выходе выброса обратной полярности

Почему возникает такая ситуация и чем она может быть опасна? Рассмотрим случай работы системы на индуктивную нагрузку: когда открыт верхний ключ, через нагрузку протекает некоторый ток. При закрытии верхнего ключа вплоть до момента открытия нижнего (Dead-Time) ток в индуктивную нагрузку продолжает течь через диод нижнего транзистора, т.к. ток через индуктивность не может скачком упасть до нуля. Исток нижнего транзистора подключен к общей шине «земля», а поскольку ток течет от точки с большим потенциалом к точке с меньшим, то получается, что выброс напряжения на линии Vs имеет обратную полярность (эпюра напряжения на линии Vs приведена на рисунке 6). Этот обратный выброс через внутреннюю структуру драйвера начинает перезаряжать емкости микросхемы, что может привести к ложному отпиранию верхнего ключа. А исходя из алгоритма управления, по прошествии интервала времени Dead-Time будет открыт нижний транзистор. В этом случае возникнет сквозной ток через оба плеча системы, что наверняка приведет к выходу системы из строя, а возможно, и к возгоранию элементов устройства. Опасность выбросов отрицательного напряжения значительно возрастает с увеличением площади кристалла силового транзистора и повышением плотности тока, коммутируемого транзистором в течение короткого времени.

Интегральные микросхемы-драйверы компании International Rectifier гарантированно выдерживают отрицательные выбросы на шине Vs как минимум, до -5 В относительно общего провода. В случае, если выброс превышает указанное значение, выход управления верхнего ключа временно блокируется в текущем состоянии. Оставаясь в пределах максимально допустимых значений для Vs, эта ситуация не вызывает повреждений интегральной микросхемы, тем не менее, выходной буферный каскад не будет реагировать на изменения входного сигнала до тех пор, пока отрицательный выброс не завершится.

Для оценки устойчивости схемотехнического решения к таким экстремальным ситуациям, как короткое замыкание нагрузки или перегрузка по току (в обоих случаях отношение di/dt ® max), необходимо отслеживать поведение сигналов в двух точках:

1) смещение верхнего ключа относительно общего провода Vs — COM;

2) величину напряжения «плавающего» источника питания Vb — Vs.

Измерения следует проводить непосредственно на выводах микросхемы драйвера для того, чтобы были отражены все параметры соединений, включая паразитные воздействия линий связи и взаимного размещения, как указано на рисунке 7.

Рис. 7. Точки измерения критических параметров сигнала при возникновении отрицательных выбросов на шине Vs

Следующие мероприятия позволяют гарантировать стабильную работу системы, несмотря на воздействия импульсных помех.

1. Минимизация паразитных влияний:

а) использование коротких проводников максимально возможной толщины между ключами и драйвером, без петель и отклонений;

б) избегание пересечений трасс и межслойных переходов — они вносят дополнительно существенную паразитную индуктивность в цепь;

в) снижение индуктивности выводов электрорадиоэлементов за счет снижения высоты расположения их корпусов над поверхностью печатной платы;

г) размещение обоих ключей локализовано в «силовой» части в непосредственной близости от драйвера для максимального сокращения длины трасс.

2. Снижение воздействий на управляющую микросхему драйвера:

а) соединения цепей Vs и COM рекомендуется выполнять так, как изображено на рисунке 8;

Рис. 8. Рекомендуемая топология соединений драйвера и силовых ключей

б) минимизация паразитных параметров цепей управления затворами транзисторов путем использования коротких трасс типа «точка-точка»;

в) следует размещать управляющую микросхему драйвера как можно ближе к силовым ключам с целью минимизации длины трасс.

3. Улучшение развязки:

а) увеличение емкости конденсатора вольтодобавки до величины более 0,47 мкФ наряду с использованием как минимум одного конденсатора с низким эквивалентным последовательным сопротивлением (ЭПС). Это уменьшит степень перезарядки конденсатора в результате значительного повышения Vs при выбросе напряжения;

б) использование второго конденсатора с низким ЭПС в качестве фильтрующего в цепях Vs и COM. Так как этот конденсатор будет обеспечивать поддержку обоих выходных буферов и перезарядку конденсатора Сboot, то его емкость должна быть как минимум в 10 раз больше емкости конденсатора вольтодобавки;

в) если требуется включение резистора последовательно с диодом вольтодобавки, то необходимо убедиться, что напряжение шины VB не будет опускаться ниже значения общего провода COM, особенно в момент включения и максимальных значений частоты и скважности.

Следование приведенным рекомендациям позволяет значительно сократить уровень помех, возникающих в результате отрицательных выбросов напряжения. Однако, если уровень выбросов остается достаточно велик, то может оказаться необходимым снижение скорости нарастания выходного напряжения dV/dt.

В дополнение к приведенным выше рекомендациям, в целях повышения устойчивости микросхем драйверов компанией International Rectifier разработана технология повышения стойкости драйверов к отрицательным выбросам напряжения (NTSOA — Negative Transient Safe Operation Area). На рисунке 9 приведена диаграмма допустимых мощностей импульсов выбросов отрицательного напряжения, для которых компания IR гарантирует сохранение работоспособности микросхемы драйвера.

Рис. 9. Область безопасной работы драйверов IR при появлении выбросов обратной полярности

Устойчивость к выбросам отрицательного напряжения является определяющим фактором при выборе управляющей микросхемы драйвера.

Заключение

Как следует из статьи, выбор драйвера для коммутации силовых MOSFET или IGBT не является трудной задачей. Достаточно определить требуемые энергетические показатели разрабатываемой системы и выбрать ее топологию. Следование указаниям по схемотехнике и топологии, приводимым в документации на микросхему и рекомендациях по применению, избавит от проблем, возникающих при работе системы. Современные интегральные драйверы компании International Rectifier 5-го поколения имеют защитные цепи и не подвержены выходу из строя при возникновении кратковременных выбросов отрицательного напряжения.

Широкая номенклатура изделий International Rectifier и их высокое качество позволяют построить надежную силовую систему любого уровня сложности с минимальными затратами как на этапе проектирования схемотехники, так и на этапе изготовления конечного устройства.

Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET и IGBT

Фирма International Rectifier (IR) давно и хорошо известна в России как производитель силовых транзисторов и интегральных микросхем управления.

Выпускаемые IR драйверы предназначены для работы в любых конфигурациях силовых каскадов в диапазоне мощности до 3–5 кВт. Технология производства микросхем управления HVIC вобрала в себя все достижения высоковольтных технологий, поэтому будет логично начать обзор с продукции этой фирмы. В таблице 1 представлены основные типы драйверов производства IR. В таблицу не включены драйверы электронных балластов, контроллеры вторичных источников питания, интеллектуальные силовые ключи и некоторые специализированные типы микросхем.

Структурная схема драйверов IR

К схеме управления затвором предъявляются следующие требования:

• Напряжение затвора при отпирании должно быть на 10–15 В выше напряжения стока MOSFET (коллектора IGBT), то есть для транзистора верхнего плеча напряжение управления должно быть на 10–15 В выше напряжения шины питания.
• драйвер должен управляться логическим сигналом, связанным с сигнальной шиной общего провода, соответственно драйвер верхнего плеча должен иметь высоковольтный каскад сдвига уровня.
• Мощность, рассеиваемая схемой управления, должна быть пренебрежимо малой по сравнению с общей мощностью рассеяния.
• Схема управления должна обеспечивать токи перезаряда цепи затвора, гарантирующие динамические характеристики транзистора.

В таблице 2 приведены основные схемные решения, применяемые для решения перечисленных задач.

В драйверах, производимых компанией IR, принята базовая схема, имеющая высоковольтный быстродействующий каскад сдвига уровня и получающая питание от бутстрепной емкости или «плавающего» источника.

Основными преимуществами микросхем управления IR являются минимальные габариты, низкое потребление и полный набор конфигураций: одиночные драйверы верхнего и нижнего плеча, полумостовые и трехфазные мостовые. В зависимости от типа кристаллов время включения ton и выключения toff микросхем IR составляет 25–120 нс и 15–80 нс соответственно, что обеспечивает работу в диапазоне частот до сотен килогерц.

Выходные токи драйверов IR позволяют использовать их в силовых преобразовательных устройствах мощностью до 3–5 кВт — это диапазон, где позиции IR традиционно сильны и для которого выпускается широкая гамма транзисторов и модулей.

Приведенная на рис. 1 схема полумостового драйвера IR2110 иллюстрирует основные схемные решения, заложенные в микросхемах управления IR. Драйвер содержит каскады, предназначенные для нормирования входных логических сигналов, каскад сдвига уровня, выходные каскады управления изолированными затворами и устройство контроля напряжения управления UVLO. Входы драйверов IR совместимы с уровнями сигналов TTL/CMOS, уровень логической единицы некоторых микросхем (IR211x, IR215x) изменяется пропорционально напряжению питания V_DD входного каскада, у остальных (IR210x, IR212x, IR213x) пороговые уровни являются стандартными для TTL-сигналов. Как правило, на входе устанавливается триггер Шмидта, осуществляющий нормирование фронтов входных сигналов и имеющий ширину гистерезиса, примерно равную 10% от напряжения питания V_DD.

Рис. 1. Структурная схема драйвера IR2110

Полумостовые драйверы могут иметь независимые входы верхнего и нижнего плеча или запрещать одновременное включение обоих транзисторов полумоста. Как правило, такие микросхемы формируют время задержки переключения (t _dt), необходимое для исключения сквозных токов. Время t _dt может быть фиксированным или задаваться с помощью внешних элементов. Время задержки включения/выключения для каналов драйвера должно быть согласовано, уровень согласования указывается в технических характеристиках.

Ряд микросхем имеет вход стробирования (SD — shut down), предназначенный для отключения выходных сигналов.

После триггера Шмидта входные сигналы поступают на трансляторы уровня. Эти узлы, имеющие высокую помехозащищенность, позволяют согласовать логический сигнал, связанный с сигнальным общим проводом, с силовой минусовой шиной питания. Трансляторы уровня также содержат импульсный фильтр, не пропускающий сигналы с длительностью менее 50 нс.

Схема защиты от падения напряжения управления UVLO присутствует почти во всех выпускаемых в мире драйверах. Она необходима для предотвращения линейного режима работы транзистора и обычно имеет уровень срабатывания 8–11 В.

Каскад сдвига уровня предназначен для передачи логического сигнала схеме управления транзистором верхнего плеча. IR выпускает микросхемы, рассчитанные на перепад напряжения от –5 до 600 и 1200 В (серия IR22xx). Каскад сдвига уровня содержит генератор, вырабатывающий узкие импульсы, совпадающие с фронтами входного логического сигнала, дискриминатор импульсов и триггер-защелку (RS), формирующий сигнал управления выходным каскадом. Такая схема позволяет резко снизить ток потребления верхнего каскада драйвера.

Дискриминатор требуется для повышения устойчивости драйвера к воздействию переходных перенапряжений dV/dt, возникающих из-за больших скоростей переключения. Благодаря наличию дискриминатора драйверы IR способны устойчиво работать при значениях dV/dt до 50 В/нс. При более высоких скоростях может произойти защелкивание драйвера — это одна из самых серьезных проблем, присущих высоковольтным схемам управления, не имеющим гальванической развязки [9, 10].

Поскольку для надежного открывания транзистора верхнего плеча напряжение питания верхнего каскада драйвера должно быть выше шины питания, как минимум, на величину UVLO, обычно для питания верхних каскадов драйверов применяют изолированные источники. Важным преимуществом драйверов IR является то, что благодаря чрезвычайно малому собственному току потребления драйвера питание может осуществляться с помощью бутстрепных емкостей. Именно они обеспечивают необходимый ток перезаряда емкостей затвора управляемого транзистора.

Естественно, что это допустимо только в импульсном режиме работы. Номинал бутстрепной емкости зависит от характеристик затвора транзистора и максимальной требуемой длительности импульса управления. Заряд бутстрепной емкости C_BOOT происходит через диод VB от низковольтного источника питания VCC, когда закрывается транзистор верхнего плеча полумоста и выход полумоста (вывод VS драйвера) оказывается (при индуктивной нагрузке) ниже потенциала силового общего провода на величину напряжения отпирания оппозитного диода. В документации IR указывается, что допускается смещение вывода VS относительно вывода COM на –5 В.

Для расчета значения бутстрепной емкости C_BOOT компания IR рекомендует следующую формулу [5, 6]:

Q _g — заряд затвора транзистора верхнего плеча; f — частота следования импульсов ШИМ; V _cc — напряжение питания; V _f — прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VB на рис. 1); V _ls — падение напряжения на транзисторе нижнего уровня в полумостовой схеме; I _gbs — ток затвора в статическом режиме; I _сbs(leak) — ток утечки бутстрепного конденсатора; Q _ls — заряд, необходимый для сдвига уровня за один импульс (5 нК для микросхем на 600 Ви 20 нК для микросхем на 1200 В).

Бутстрепный диод должен быть высоковольтным, его обратное напряжение определяется напряжением питания силовой шины.

Кроме того, для нормальной работы в режиме ШИМ он должен быть быстродействующим, иметь малый ток утечки и обратного восстановления. Его средний прямой ток зависит от характеристик затвора и рабочей частоты, но, как правило, не превышает 50 мА.

Выходные каскады драйверов IR обычно выполнены на N-канальных полумостах или паре N- и P-канальных полевых транзисторов.

В зависимости от типа микросхемы ток включения-выключения затвора для драйверов IR находится в диапазоне 0,12–2 А. В общем случае этого хватает для управления транзисторами MOSFET и IGBT с током коллектора до 50 А. Конечно, разработчик должен очень внимательно отнестись к выбору схемы управления для конкретного транзистора с учетом заряда затвора Qg, а также требований по быстродействию и динамическим потерям.

Мы уже упоминали о явлении защелкивания, свойственном высоковольтным драйверам. Производители драйверов (в том числе и IR) умалчивают об этой проблеме, несмотря на многочисленные публикации, например [10]. Однако в технических характеристиках микросхем IR можно встретить указания о повышенной стойкости к защелкиванию (latch immunity) и наведенному перенапряжению (dV/dt immunity). В документации на драйверы IXYS встречается примечание Lutch-Up Protected (защита от защелкивания). Это косвенно свидетельствуют о том, что проблема признается производителями, соответственно, принимаются меры к устранению защелкивания. Опыт эксплуатации подобных микросхем показывает, что это действительно так.

Механизм возникновения защелки можно объяснить с помощью схемы, приведенной на рис. 2, где показан типичный выходной каскад драйвера, образованный комплиментарной парой КМОП-транзисторов MP1 и MN1. В схеме присутствуют паразитные биполярные двухколлекторые транзисторы OP1, ON1, OP2, ON2, связанные с активными КМОП-транзисторами и их внутренними диодами.

Рис. 2. Паразитные биполярные структуры выходного каскада драйвера

Именно эти биполярные транзисторы и формируют триггерную PNPN-структуру, приводящую к защелкиванию.

Из приведенной схемы видно, что если выходное напряжение драйвера Vout станет выше напряжения питания Vcc (или ниже Vcom) на величину напряжения отпирания биполярного транзистора Vbe, то откроется один из паразитных биполярных транзисторов, и защелкнется триггер, закоротив питание драйвера. Ток, протекающий при этом, достаточен, чтобы разрушить металлизацию интегральной схемы.

Описанный выше процесс может быть вызван переходными перенапряжениями, возникающими из-за наличия паразитных распределенных индуктивностей в силовых цепях.

В частности, если потенциал выхода драйвера Vs окажется ниже потенциала силового общего провода на определенную величину, может произойти защелкивание. Технология HVIC, используемая в драйверах IR, обеспечивает высокую стойкость к dV/dt, особенно в микросхемах последних поколений. Гарантированная величина дифференциального напряжения на выводе Vs, не приводящая к отказу, составляет –5 В относительно вывода COM.

Наиболее опасными с точки зрения защелкивания являются режимы короткого замывания (Short Circuit) или перегрузки по току (Over Current), при которых значение dI/dt, а соответственно, и dV/dt, максимально.

Для исключения возможности защелкивания следует соблюдать правила, приведенные ниже:

1. Необходимо минимизировать паразитные параметры линий связи. 1.1. Связи силовых транзисторов полумоста должны иметь минимальную длину. Не допускаются петли и перегибы. 1.2. Силовые шины питания и выходные цепи по возможности следует выполнять в виде многослойной медной шины. 1.3. Конденсатор по силовой шине питания должен располагаться максимально близко к транзисторам полумостаи должен иметь минимальное значение ESL (эквивалентная последовательная индуктивность).
2. Необходимо правильно соединять схему управления с силовыми транзисторами. 2.1. Сигнальные цепи управления и силовые шины не должны иметь общих участков. 2.2. Соединение выходов драйвера с выводами силовых транзисторов (затвор-исток MOSFET или затвор-эмиттер IGBT) должны быть прямыми и иметь минимальную длину. 2.3. При невозможности установки драйвера рядом с силовым транзистором связь должна выполняться витыми прямыми проводами.
3. Необходимо правильно выбирать параметры компонентов. 3.1. Бутстрепный конденсатор CBOOT должен иметь низкий ток утечки и малое значение ESR (эквивалентное последовательное сопротивление). 3.2. Конденсатор, устанавливаемый по питанию драйвера Vcc, должен располагаться рядом с драйвером и иметь малое значение ESR. Номинал его должен быть в 10 раз больше, чем у CBOOT.

Если вероятность защелкивания сохраняется, несмотря на правильную топологию силового каскада, следует снижать dV/dt. Для этого можно увеличить сопротивление затвора или применить RC-снаббер, ограничивающий скорость нарастания напряжения. На рис. 3 показано, как снижается уровень отрицательного перенапряжения вывода Vs драйвера при увеличении резистора затвора Rg. Естественно, что при этом возрастает время переключения и динамические потери. Для вычисления мощности, рассеиваемой при переключении, служит график зависимости энергии потерь от резистора затвора Ets=f(Rg), приводимый в справочных данных на транзистор.

Рис. 3. Влияние импеданса цепи управления
затвором на смещение Vs

Защита от перегрузки по току

Режимы короткого замыкания

Кроме адекватного управления цепью затвора, основной функцией драйверов является защита от перегрузки по току и короткого замыкания (КЗ). Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме КЗ. Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие, как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например, переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 4 а) и 5. Все графики получены при моделировании схем с помощью программы PSPICE A/D. Для анализа были использованы модели транзисторов MOSFET и IGBT фирмы IR и макромодели драйверов, разработанные автором статьи.

Рис. 4. Режимы короткого замыкания

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания, внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис. 5). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию огромной мощности в кристалле. Режим КЗ нужно прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1–10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Рис. 5. Включение транзистора в режиме КЗ

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 4 b) и рис. 6. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае, ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (средний график на рис. 6). Прежде чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.

Рис. 6. Короткое замыкание нагрузки включенного транзистора

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он в 2 раза превышает номинальный ток коллектора при допустимых напряжениях на затворе (требование области безопасной работы). Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки — tsc (Short Circuit Withstand Time).

Рассмотрим методы защиты транзисторов в режимах перегрузки на примере интегральных драйверов International Rectifier, Motorola и Hewlett Packard.

Применение драйверов для защиты от перегрузки

Драйверы верхнего плеча

На рис. 7 приведена структурная схема, а на рис. 8. — типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 (CS). Напряжение срабатывания входа защиты — 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE,номинал которого и делитель R1, R4 определяют ток защиты.

Рис. 7. Структурная схема драйвера IR2125

Рис. 8. Схема включения IR2125

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу 3 (ERR), определяет время анализа состояния перегрузки. При С1=300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (оно определяется выходным током таймера и пороговым напряжением компаратора ERR — см. рис. 7). На это время выходной буфер драйвера переключается на управление от дифференциального усилителя, напряжение на затворе снижается, а ток коллектора ограничивается на безопасном уровне.

Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Дополнительная помехозащищенность обеспечивается схемой задержки, которая включает схему защиты через 500 нс после возникновения перегрузки.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать циклическую схему сброса при перегрузке. При использовании такой схемы защиты особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени определяется по графику теплового импеданса ZthJC, приводимому в технических характеристиках.

Драйверы трехфазного моста

Микросхемы управления полным 3-фазным мостом — наиболее интересные изделия в гамме драйверов IR. Это микросхемы серий IR213* на напряжение 600 В и IR223* на напряжение 1200 В. Драйверы в такой конфигурации довольно редко встречаются у других производителей, поэтому есть смысл остановиться на них поподробнее.

Микросхемы серий IR213* и IR223* имеют схожую структуру и обеспечивают ток включения/выключения не более 0,2/0,4 А. Все они имеют защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений как по основному питанию Vcc, так и по напряжению питания верхних каскадов. Некоторые драйверы содержат встроенный линейный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать сигналы обратной связи по току 3-фазного моста. Отличаются микросхемы серии сервисными функциями и значением времени задержки tdt (deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов (см. табл. 1).

Наиболее интересной в гамме драйверов 3-фазного моста является новая микросхема IR2137 [2], имеющая, в отличие от прочих, защиту транзисторов верхних плеч от выхода из насыщения (DESAT), раздельные цепи включения/выключения затвора, режим плавного отключения выходных транзисторов SSD (Soft Shut Down) и каскад управления тормозным транзистором (BRAKE).

Серьезной опасностью при использовании мостовых схем является пробой выхода усилителя на заземленный корпус. При этом ток перегрузки течет минуя измерительный резистор и встроенная защита драйвера не реагирует на него. На рис. 9 показан путь протекания тока КЗ при замыкании нагрузки и пробое на корпус.

Рис. 9. Режимы короткого замыкания нагрузки

Обычно для защиты во втором случае применяются токовые трансформаторы в выходных цепях или шунты в цепи силового питания. В обоих случаях это означает усложнение схемы и снижение ее эффективности. В микросхеме IR2137 кроме стандартной защиты от перегрузки по суммарному току 3-фазного моста предусмотрена защита верхних транзисторов от выхода из насыщения. На рис. 10 приведен фрагмент схемы управления транзистором верхнего плеча драйвера IR2137. При появлении на любом из входов DESAT (DESATURATION — выход из режима насыщения) напряжения, превышающего пороговое значение (5 В), все транзисторы моста запираются. Причем выключение транзисторов происходит не мгновенно, а по заданной траектории, формируемой схемой плавного отключения SSD. Ток затвора при отключении задается резистором RSSD. Такой режим необходим для исключения перенапряжений, возникающих при резком запирании транзисторов из-за большого значения dI/dt. Как показывают испытания, перенапряжения, возникающие при срабатывании защиты, могут достигать уровня, приводящего к выходу транзисторов из строя.

Рис. 10. Структурная схема верхнего плеча драйвера IR2137

Кстати, по этой причине в документации ряда фирм указывается допустимое количество КЗ за время службы элемента. Сказанное иллюстрируется графиками рис. 11. Видно, что на левой эпюре, где показан процесс мгновенного отключения транзисторов, уровень перенапряжения VCE(surge) гораздо выше.

Рис. 11. Переходное перенапряжение при закрывании транзистора при «жестком» и «мягком» режимах отключения

Интересной особенностью микросхемы IR2137 является также разделение каналов включения и выключения затвора, что позволяет оптимизировать потери переключения.

Микросхема также имеет встроенный канал управления тормозным транзистором, необходимым в режиме динамического торможения. Описанные выше функции делают микросхему IR2137 наиболее привлекательнойдля использования в приводах мощностью до 3 кВт. В настоящее время в разработке находится микросхема IR2237, рассчитанная на напряжение 1200 В и имеющая аналогичные функции.

Драйверы нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча производится достаточно много микросхем, в частности IR2121, являющаяся полным аналогом описанной выше IR2125. Такие драйверы производят MAXIM, Harris, Texas.

Широкую гамму драйверов нижнего плеча предлагает IXYS, в их числе IXD*414 — микросхема с выходным током 14 А. Хорошую и недорогую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них — МС33153 приведена на рис. 12.

Рис. 12. Структурная схема МС33153

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки (OC — Over Current) и режима короткого замыкания (SC — Short Circuit). Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно в ряде случаев, например, для управления транзисторами NPT IGBT.

Вывод 1 (вход SENSE) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов — с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (компаратор ОС) и отключает сигнал управления затвором.

При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (компаратор SC) и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня.

По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input — инвертирующий). Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (вход DESAT) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу — 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

На рис. 13 показаны схемы подключения МС33153 с использованием защиты по току и напряжению насыщения. В обеих схемах использованы оптопары для развязки сигнала управления и сигнала ошибки. В схеме на рис. 13 а) показан транзистор IGBT со специальным токовым выходом. Как правило, IGBT не имеют такого вывода, и измерительный резистор устанавливается непосредственно в силовую цепь эмиттера. При этом необходимо учесть, что этот резистор должен иметь минимальную паразитную индуктивность, а номинал его должен быть выбран с учетом необходимого тока срабатывания защиты. Обратите внимание, что порог срабатывания схем защиты микросхем Motorola ниже, чем International Rectifier, что позволяет использовать меньшие измерительные резисторы и снизить потери мощности на них.

Рис. 13. Варианты включения защиты МС33153

Драйверы с гальванической развязкой

Перед разработчиками часто встает вопрос: а что делать в тех случаях, когда выходного тока драйвера не хватает для надежного управления затвором или необходимо отрицательное напряжение запирания, либо когда требуется гальваническая развязка сигналов управления? В документации IR (Application Notes, Design Tips) предлагается масса вариантов по умощнению выходного каскада драйвера или по схемной организации отрицательного напряжения запирания [5]. По нашему мнению, такой подход был бы оправдан, если бы выпускаемые схемы управления ограничивались только продукцией IR. Однако это, к счастью, не так. Одним из наиболее интересных выпускаемых в мире драйверов является микросхема HCPL316 (Agilent), обеспечивающая пиковый ток включения/выключения затвора ±3 А и имеющая гальваническую развязку и защиту от выхода транзистора из насыщения.

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях помогает снизить коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить управляющий контроллер и другие логические устройства.

Структура микросхемы HCPL316 приведена на рис. 14, а схема подключения — на рис. 15.

Рис. 14. Структурная схема HCPL316

Рис. 15. Схема подключения HCPL316

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции — до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 — DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же, как и в случае с МС33153, микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток достигает ±3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT-транзисторами с током коллектора до 150 А, что позволяет использовать его в преобразовательных устройствах мощностью до 40–50 кВт. Для этой микросхемы не предусмотрено бутстрепного включения, для питания необходим «плавающий» источник с двухполярным напряжением. Он показан на схеме рис. 15 как VEE и VCC2. Такой способ питания теперь не представляет никакой сложности, так как рядом фирм (например, TEXAS, RECOM) выпускаются так называемые изолирующие конверторы DC/DC, которые вырабатывают двухполярное изолированное напряжение из однополярного входного (это может быть напряжение питания входной части драйвера). Они имеют очень малые габариты и достаточно высокую эффективность.

Драйверы для преобразователей большой мощности

Драйверы, предназначенные для работы в преобразователях средней и большой мощности, разрабатываются, как правило, фирмами, производящими мощные модули, например EUPEC, SEMIKRON. Аналогичные платы управления выпускает также компания CT Concept. В производственной программе фирмы SEMIKRON имеются интеллектуальные модули IGBT c напряжением 1200/1700 В, рассчитанные на ток до 700 А в 3-фазной конфигурации и 2800 А в полумостовой конфигурации. В состав всех этих модулей входят платы управления, осуществляющие полный набор защитных и служебных функций. Такие платы и модули управления производятся и как самостоятельные устройства. В таблице 3 приведены типы и краткие характеристики драйверов SKHI SEMIKRON, а на рис. 16 показано соединение платы драйвера с трехфазным модулем SKiM5 производства SEMIKRON.

Рис. 16. Установка платы драйвера на модуль SKiM5

Таблица 3. Драйверы MOSFET и IGBT компании SEMIKRON

Тип	Схема	V CE max, В	V ge, В	I max, A	Q g, мкК	F max, кГц	Напряжение изоляции, кВ	dV/dt max, кВ/мкс
SKHI10/12	Single	1200	+15/–8	8	9,6	100	2,5	75
SKHI10/17	Single	1700	+15/–8	8	9,6	100	4	75
SKHI21A	HB	1200	+15/ 0	8	4	50	2,5	50
SKHI22A/22B	HB	1200	+15/–7	8	4	50	2,5	50
SKHI22A/H4	HB	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI22B/H4	HB	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI23/12	HB	1200	+15/–8	8	4,8	100	2,5	75
SKHI23/17	HB	1700	+15/–8	8	4,8	100	4	75
SKHI24	HB	1700	+15/–8	15	5	50	4	50
SKHI26W	HB	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI26F	HB	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI27W	HB	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI27F	HB	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI61	6Jpack	900	+15/–6.5	2	1	50	2,5	15
SKHI71	7Jpack	900	+15/–6.5	2	1	50	2,5	15
SKHIBS01	7Jpack	1200	+15/–8	1,5	0,75	20	2,5	15
SKAI100	Brake	1200	+15/–8	1,5	—	—	2,5	50
SKHIT01	6Jpack	Драйвер тиристорного моста

Single — одиночный драйвер; HB — драйвер полумоста; Brake — драйвер тормозного транзистора; 6-pack — драйвер 3Jфазного моста; 7-pack — драйвер 3Jфазного моста и тормозного транзистора; V _CEmax — максимальное напряжение коллектор — эмиттер; V _ge — напряжение управления; Q _g — максимальный заряд затвора; I _max — максимальный выходной ток драйвера; F _max — максимальная рабочая частота; dV/dt _max — максимальная скорость нарастания напряжения при выключении.

Драйверы интеллектуальных модулей SEMIKRON выполняют все функции, необходимые для безопасной работы модуля, производя постоянный мониторинг выходного тока, напряжения силовой шины питания и температуры модуля. Они имеют аналоговые выходы, сигналы на которых пропорциональны току, температуре модуля и напряжению силовой шины питания. Эти сигналы поступают на управляющий процессор и могут быть использованы для анализа состояния системы.

Для гальванической развязки входных цепей в драйверах SEMIKRON используются импульсные трансформаторы. Изоляция выполняется в соответствии с требованиями стандарта EN50178. Напряжение изоляции конкретного модуля зависит от предельного рабочего напряжения.

Рис. 17. Структурная схема полумостового драйвера модуля SKiiP

На рис. 17 показана структурная схема полумостового драйвера модуля SKiiP. Ниже приведены основные особенности драйверов SKHI, производимых SEMIKRON:

• высокая стойкость к наведенному dV/dt (до 75 кВ/мкс) благодаря использованию импульсных трансформаторов;
• низкий уровень помех, наводимых на схему управления благодаря использованию импульсных трансформаторов и импульсных фильтров;
• высокое напряжение изоляции (до 4 кВ);
• высокий выходной ток (до 30 А);
• возможность регулирования времени задержки переключения tdt, уровня напряжения срабатывания защиты DESAT, сопротивлений цепи затвора RGON/OFF;
• запоминание сигналов неисправности;
• встроенные изолированные источники питания;
• возможность подключения волоконно-оптической линии связи (SKHI26F, SKHI27F);
• уровень входных сигналов TTL/CMOS.

Драйверы SKHI осуществляют следующие защитные и сервисные функции:

• защиту от сквозного тока и формирование времени задержки переключения транзисторов полумоста tdt;
• фильтрацию коротких импульсов;
• нормирование фронтов входных сигналов;
• защиту от падения напряжения источников питания (UVLO);
• защиту от перегрузки по току и короткого замыкания;
• защиту от выхода из насыщения каждого силового ключа;
• защиту от перегрева (SKAI100).

Драйверы SKHI различают два пороговых значения тока — ток перегрузки (100% Ic), начиная с которого производится анализ неисправности и формируется контрольный сигнал, и ток КЗ, по которому происходит отключение. После возникновения состояния перегрузки напряжение на затворе снижается, что приводит к ограничению тока коллектора. Затем, если состояние перегрузки не прекращается в течение 3–5 мкс, напряжение на затворе снижается до нуля. При этом снижение напряжения на затворе производится по определенному закону. Такое «мягкое» отключение необходимо для уменьшения значения di/dt и снижения переходного перенапряжения при выключении (см. рис. 11).

Траектория выключения выбирается так, чтобы напряжение на коллекторе силового транзистора никогда не превышало предельного значения VCES.

Встроенная схема формирования времени задержки переключения (формирователь tdt) исключает одновременное открывание транзисторов полумоста и блокирует переключение полумоста на время tdt, необходимое для окончания переходных процессов и исключения сквозного тока. Это время зависит от конкретного типа примененных силовых кристаллов и может регулироваться внешним резистором.

Наличие тепловой защиты не может гарантировать, что мощный кристалл не выйдет из строя ни при каких условиях. При резком увеличении мощности потерь кристалл может перегреться до того, как разогреется основание модуля и термодатчик. Это может произойти, например, из-за сбоя контроллера и повышения частоты коммутации или из-за появления дребезга в цепи управления. Драйверы SKHI предотвращают дребезг благодаря наличию импульсных фильтров, не пропускающих импульсы с длительностью меньше 500 нс.

Импульсные фильтры вместе с импульсными изолирующими трансформаторами выполняют еще одну очень важную функцию. Высокие скорости переключения и большие значения наведенного перенапряжения dV/dt могут приводить к сбоям в работе управляющего контроллера. Такая ситуация часто наблюдается при использовании оптической развязки, так как оптический барьер имеет сравнительно большую переходную емкость, через которую пики напряжения могут проникать в схему управления.

Импульсные трансформаторы гораздо менее чувствительны к шумам, чем оптопары, а импульсные фильтры драйверов SKHI подавляют шумовые сигналы, как в прямом направлении, так и в обратном, не позволяя пикам наведенного напряжения воздействовать на работу управляющих контроллеров.

Встроенные в драйвер изолированные источники питания также содержат импульсные трансформаторы с низким значением проходной емкости для повышения помехозащищенности.

Схема контроля UVLO следит за всеми напряжениями, которые подаются на модуль или вырабатываются встроенным конвертором DC/DC. При уменьшении любого из них ниже заданного порога отключаются силовые транзисторы и выдается сигнал неисправности.

Для сброса сигнала неисправности необходимо, чтобы исчезла причина, вызвавшая неисправность, и все логические входы модуля находились в состоянии логического нуля в течение времени tRESET, указанного в технических характеристиках.

Структурная схема драйвера тормозного транзистора (чоппера) приведена на рис. 18.

Рис. 18. Структурная схема драйвера тормозного транзистора

В режиме динамического торможения двухпозиционный контроллер с гистерезисной характеристикой регулирования вырабатывает сигналы включения и выключения тормозного транзистора в зависимости от напряжения на шине питания. Минимальное время нахождения тормозного транзистора во включенном режиме — 30 мкс. Значения напряжений, при которых происходит коммутация тормозного транзистора, приведены на рис. 18.

Модуль имеет внешний вход управления чоппером, который может использоваться, например, для разряда накопительных конденсаторов. Приоритет имеет встроенная схема управления, максимальная частота коммутации — 5 кГц. Драйвер управления чоппером осуществляет описанные выше защитные функции, следя за напряжением насыщения и температурой тормозного транзистора, а также за перенапряжением в цепи напряжения питания 15 В.

Включение чоппера возможно в случае, если не сработала защелка схемы защиты. При срабатывании защиты выход ERROR (открытый коллектор оптопары) имеет высокий логический уровень. Для сброса схемы защелки необходимо отсутствие любой неисправности и наличие сигнала сброса RESET в течение не менее 300 мс. Защелка сбрасывается также и при отключении питания.

Для питания драйвера служит встроенный конвертор DC/DC, питающийся от нестабилизированного напряжения 24 В (20–30 В) или стабилизированного 15 В. При наличии на входе RESET логической единицы конвертор отключается.

Заключение

Невозможно в одной статье рассказать обо всех выпускаемых в мире схемах управления силовыми компонентами, имеющими изолированный затвор. В данной статье, в частности, не затронут широкий класс специализированных микросхем, среди которых драйверы электронных балластов, вторичных источников питания, электронного зажигания.

Мы попытались дать описание наиболее популярных изделий общего применения, позволяющих осуществлять управление транзисторами MOSFET и IGBT в широком диапазоне мощности — от единиц до сотен киловатт. Знание особенностей и характеристик драйверов необходимо разработчику для правильного выбора.

Особенно важно хорошо ориентироваться в номенклатуре выпускаемых устройств управления на этапе создания принципиальной схемы. Распространенной ошибкой является попытка самостоятельной разработки драйвера без учета всех особенностей схемы управления затвором. Такая разработка, в принципе, имеет смысл только в том случае, если есть уверенность в том, что ни один из серийно выпускаемых драйверов не удовлетворяет предъявляемым требованиям.